电道机闭如图3－1所示，输入滤波器实际上便是EMI滤波器，一方面滤除、断绝市电对UPS编制的搅扰，另一方面也避免UPS内部的高频开闭信号“污染”市电。

　　正在线式UPS岂论是由市电照旧由蓄电池供电，其输出功率老是由逆变器供应。市电断绝或送电时，无任何转换时分。

　　闲居，市电经整流器形成直流，然后再由逆变器将直流转换成纯净的正弦电压提供负载。另一齐，市电经整流后对蓄电池举办充电。寻常供电时的处事道理睹图3－1（a）。

　　一朝市电断绝时，转为蓄电池供电，经逆变器把直流更改为正弦调换提供负载。市电断绝时的处事道理睹图3－1(b)。

　　正在市电寻常供电状况下，若逆变器涌现滞碍，则静态开闭行为转向由市电直接供电，此时的处事道理睹图3－1(c)。

　　假设静态开闭的转换是因为逆变器滞碍惹起，UPS会发出报警信号；假设是因为过载惹起，当过载磨灭后，静态开闭从头切换回到逆变器输出端。

　　固然后备式UPS中的恒压充电电道具有电道简陋、本钱低廉等便宜。但这种充电电道使蓄电池组初期充电电流较大，影响蓄电池的寿命。是以正在正在线式UPS中凡是采用分级充电电道，即正在充电初期采用恒流充电，当蓄电池端电压抵达其浮充电压后，再采用恒压充电。正在线式UPS蓄电池的模范充电特征如图3－2所示。

　　变压器将市电电压由220V降到110V，经整流滤波后形成140V的直流电压U1，这个电压分成两道：一齐由R1降压和V1、V2稳压后，获得18V支配的电压U2，加到集成支配器（UC3842）的7端，行动该支配器的辅助电源；另一齐经电感L1后加参加效应管V3的漏极。V3处事正在开闭状况，是个晋升式（BOOST）开闭稳压器，当UC3842的6端输出一正脉冲方波时，V3导通，电压U1险些都降正在电压L1上，通过L1的电流等于漏极电流ID，当正脉冲方波过去后，正在该脉冲的后沿激起一个反电势电压式中：Δu为瞬时反电势电压，Δt为脉冲低落时分。

　　这个反电势电压的偏向正好与整流电压U1相叠加，始末二极管V4的充电电压UO为：

　　如此，蓄电池就获得了足够的充电电压，由于Δt和ΔID由电道参数决意，该充电电压是固定稳固的。跟着电池组的充电，当其端电压降低到设定值后，再经R7送到RP及R5构成的分压器上，经分压后的反应信号送到UC3842的输入端2，始末该信号的支配，使6端输入脉冲的频率下降，如此一来充电电压的均匀值比历来减小，于是充电的电压被安闲下来。

　　电流的支配历程是如此的：电流的采样信号是由V3源极上的R10博得的，当充电电流增大时，因为对应频率的弥补，V3开闭频率弥补，正在R10上通过电流所酿成的电压均匀值增大，这个增大了的电压US经R11、C6腻滑后送到UC3842的3端，使6端输出脉冲的频率低落，从而也安闲了电流。

　　由上述可睹，这个充电电道现实上是个具有限流稳压效用的开闭电源，只须将额定电压、浮充电压、恒流充电电流创立适宜，就能使蓄电池的充电历程根本上沿着理念的充电弧线举办，从而延迟蓄电池的利用寿命。

　　正弦脉宽调制是凭据能量等效道理发扬起来的一种脉宽调制法，如图3－4所示。

　　为了获得亲近正弦波的脉宽调制波形，咱们将正弦波的一个周期正在时分上划分成N等份（N是偶数），每一等份的脉宽都是2π/N。正在每个特定的时分间隔中，可能用一个脉冲幅度都等于UΔm、脉宽与其对应的正弦波所包蕴的面积相称或成比例的矩形电压脉冲来区分代庖相应的正弦波一面。如此的N个宽度不等的脉冲就构成了一个与正弦波等效的脉宽调制波形。假设正弦波的幅值为U～m，等效矩形波的幅值为UΔm，则各等效矩形脉冲波的宽度为δ式中：

　　βi是各时分间隔分段的核心角，也便是各等效脉冲的地位核心角。上面的公式证据：由能量等效法得出的等效脉冲宽度δ与分段核心βi的正弦值成正比。

　　正在现实的小型UPS中，常用图3－5（a）所示的用对比器构成的正弦脉宽调制电道来完成上述脉宽调制的目标。若将三角波脉冲送到对比器的反相端（?），将正弦波送到对比器的同相端（?），则正在正弦波电压幅值大于三角波电压时，对比器的输出端将发作一个脉宽等于正弦波大于三角波一面所对应的时分间隔的正脉冲。于是正在电压对比器的输出端将获得一串矩形方波脉冲序列。假设三角波的频率fΔ与正弦波的频率f之比为fΔ/f～=N（N称为载波比），为了使输出方波满意奇函数，N应是偶数。假设假定正在正弦波大于三角波的一面所发作脉冲的核心地位，便是每一段脉冲的核心地位βi。

　　从图3－5（b）可能看到，因为三角形Δabg与Δcdg形似，当载波比N固定，且N20时，正在对比器输出端发作的矩形脉冲的宽度正比于正弦波的幅值U～m与三角波幅值之比，该脉冲宽度也正比于分段核心角βi的正弦值，对待图3－5（b）所示的脉宽调制波形，

　　当n=1（基波）时，基波幅值Um(1)及各次谐波的幅值Um(n)与脉冲宽度δ相闭，而脉宽δ又与调幅比U～m/UΔm相闭。所以，只须适合地医治输入到对比器同相端的正弦波电压的幅值巨细就可能医治逆变器电压的巨细。图3－6给出了Um(n)/Um(1)max（各次谐波的幅值与基波最大值之比）与U～m/UΔm(调幅比)的闭连弧线可能看出：正在这种调制办法下，当正弦波的幅值小于三角波的幅值时，即0≤U～m/UΔm≤1时，逆变器输出电压的基波分量险些是与调幅比U～m/UΔm的数值成线性转变；当正弦波幅度等于三角波幅度时，逆变器输出电压的基波分量大约等于0.8Um(1)max；以后，若络续增大正弦波的幅度，即U～mUΔm时，逆变器脉宽调制输出的正弦漫衍特征发端遭到伤害，这时Um（n）/Um(1)max与调幅比U～m/UΔm之间落空线性闭连，发端透露非线性特征。这种正弦脉宽调制办法的另一个要紧特质是：正在正弦波幅度小于三角波幅度限制内，输出波形中不包蕴3、5、7次等低次谐波分量。正在脉宽调制输出波中仅存正在与三角波处事频率附近的高次谐波。

　　对待载波比K≥20的正弦脉宽调制波形来说，这些高次谐波分量是17、19次谐波分量。正在目前现实利用的中、小型UPS中，正弦波的处事频率是50Hz，三角波的处事频率正在8～40kHz之间。所以，采用这种正弦脉宽调制法的逆变器输出电

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